pusty pusty pusty
pusty
pusty pusty forum szukaj książki linki artykuły
home pusty c c c c c c c c c
teoria dla początkujących schematy elektronika retro mikrokontrolery pusty
na dół

Teoria

Tranzystory bipolarne


Tranzystor jest elementem półprzewodnikowym i aby wyjaśnić w pełni jego działanie musiałbyś podobnie jak dla diody poznać budowę złącza p-n (tutaj kłania się fizyka ciała stałego), a ponieważ aby można było skorzystać z właściwości tranzystora nie jest to niezbędne nie bedziemy sie więc tym zajmować.
pusty pusty pusty
tranzystory Tranzystor jest elementem o trzech końcówkach (elektrodach) i służy do wzmacniania lub przełączania sygnałów. Tranzystory bipolarne dzieli się na krzemowe i germanowe, a każdy z nich może być typu npn lub pnp.   Na rys. 4.1.1 przedstawione są symbole graficzne tranzystorów npn i pnp oraz ich diodowe modele zastępcze.
   Patrząc na diodowe modele zastępcze tranzystorów można stwierdzić, że tranzystor składa się z dwóch połączonych ze sobą diod o wspólnej warstwie n lub p. Dołączona do wspólnej warstwy elektroda nazywana jest bazą - B. Pozostałe elektrody tranzystora bipolarnego mają następujące nazwy: C - kolektor, E - emiter.
   Przyjęło się również w sposób określony oznaczać napięcia na tranzystorze. Napięcie na elektrodach tranzystora mierzone względem masy oznaczane jest indeksem w postaci pojedynczej dużej litery C, B lub E i tak na przykład UC oznacza napięcie na kolektorze. Napięcie między dwoma elektrodami oznacza się podwójnym indeksem, np. dla napięcia między bazą, a emiterem będzie to UBE.
rys. 4.1.1
pusty    Diodowy schemat zastępczy jest bardzo dużym uproszczeniem i nie wyjaśnia działania tranzystora lecz daje pewien pogląd na to jakie napięcia występują między jego elektrodami.
   Korzystając z tego schematu można powiedzieć, że w tranzystorze złącze baza-emiter i kolektor-baza zachowują się jak diody. Aby tranzystor znajdował się w stanie normalnej pracy to muszą być spełnione następujące warunki:
  • dla tranzystora npn potencjał kolektora musi być wyższy od potencjału emitera,
  • dla tranzystora pnp potencjał kolektora musi być niższy od potencjału emitera,
  • „dioda” baza-emiter musi być spolaryzowana w kierunku przewodzenia, a „dioda” kolektor-baza w kierunku zaporowym,
  • nie mogą zostać przekroczone maksymalne wartości IC, IB, UCE, moc wydzielana na kolektorze IC· UCE, temperatura pracy czy też napięcie UBE.
Polaryzacja tranzystora npn
rys. 4.1.2
Polaryzacja tranzystora npn Aby te warunki były spełnione to źródła napięć zasilających muszą być podłączone jak na rys. 4.1.2 dla tranzystora npn i jak na rys. 4.1.3 dla tranzystora pnp.
   Bardzo ważnym jest aby patrząc na diodowy model zastępczy nie mylić czasami prądu kolektora z prądem przewodzenia „diody” kolektor-baza gdyż jest ona spolaryzowana zaporowo, a płynący prąd kolektora jest wynikiem działania tranzystora. Prąd kolektora IC i prąd bazy IB wpływające do tranzystora łączą się w jego wnętrzu i wypływają w postaci prądu emitera IE (patrz na rys. 4.1.5).
   Jeżeli tranzystor jest w stanie normalnej pracy czyli spełnia powyższe warunki to z dobrym przybliżeniem prawdziwą jest zależność, którą warto zapamiętać:

IC=hFE· IB=b·IB

gdzie hFE jest współczynnikiem wzmocnienia prądowego nazywanego również betą. Współczynnik ten może przyjmować wartości od 50 do 300A/A dla tego samego typu tranzystora, a więc nie jest parametrem na którym można opierać parametry projektowanego układu. Jak wzór na ten współczynnik wyprowadzić dowiesz się w następnym punkcie.
   Z zależności przedstawionej wyżej wynika ważna cecha tranzystorów jaką jest sterowanie przez mały prąd wpływający do bazy dużym prądem wpływającym do kolektora.
   Dla uproszczenia dalszy opis dotyczący tranzystora będzie dotyczył tranzystora typu npn, dla tranzystora pnp wystarczy zmienić polaryzację wszystkich napięć na przeciwną.
   Stosując model diodowy można łatwo zauważyć, że w czasie pracy tranzystora napięcie na bazie można wyrazić wzorem:

UB=UE+UBE

oczywiście dla tranzystorów pnp należy odwrócić polaryzację napięć. Ważną sprawą, na którą należy zatem zwrócić uwagę jest zbytnie przekroczenie wartości napięcia między bazą, a emiterem. Przekroczenie napięcia na bazie o więcej niż 0.6 do 0.8V (jest to napięcie przewodzenia diody) w stosunku do emitera spowoduje, że przez bazę przepłynie bardzo duży prąd, który może doprowadzić do uszkodzenia tranzystora.
rys. 4.1.3
pusty pusty pusty
Obrazowe przedstawienie wzmacniacza z tranzystorem Obrazowe przedstawienie wzmacniacza z tranzystorem npn
Na rys. 4.1.4 przedstawiony jest tranzystor pracujący w układzie wzmacniacza. Złącze kolektor-baza jest spolaryzowane zaporowo (bateria EC), natomiast złącze baza-emiter w kierunku przewodzenia (bateria EB). Z kolei na rys. 4.1.5 pokazany jest rozpływ prądu w tranzystorze npn. Ponieważ złącze baza-emiter jest spolaryzowane w kierunku przewodzenia to istnieje przepływ dziur z obszaru p do obszaru n oraz przepływ elektronów z obszaru n do obszaru p.
   Elektrony wprowadzane z emitera do bazy stają się tam nośnikami mniejszościowymi i drogą dyfuzji oddalają się od złącza emiterowego. Część tych elektronów łączy się z dziurami, których w bazie jest bardzo dużo (obszar p). Wszystkie elektrony, które dotrą w pobliże złącza kolektor-baza są unoszone do obszaru kolektora. Dla niedużej szerokości obszaru p (bazy) praktycznie wszystkie elektrony wstrzykiwane przez emiter do bazy dotrą do kolektora. Bardzo ważnym jest aby strata elektronów w bazie była jak najmniejsza. Miarą tego na ile prąd kolektora odpowiada prądowi emitera jest współczynnik a nazywany współczynnikiem wzmocnienia prądowego, przy dużych sygnałach definiowany jako:

a=(IC-IC0)/IE

gdzie IC0 jest prądem złącza kolektorowego spolaryzowanego zaporowo przy IB=0. W tranzystorach krzemowych wartość prądu IC0(zależąca od temperatury) jest rzędu 0,001pA do 0,01pA i można go spokojnie pominąć. Dla większości tranzystorów wartość a zawiera się w granicach od 0,95 do 0,99 czyli praktycznie 1.
   Jak widać na rys. 4.1.5 prąd bazy IB składa się z prądu dziurowego płynącego od bazy do emitera i z prądu wynikającego z rekombinacji dziur w obszarze bazy.
   Tranzystory wykonywane są tak aby oba te prądy były jak najmniejsze. Osiągane jest to w ten sposób, że obszar n emitera jest bardzo silnie domieszkowany i prąd elektronowy złącza baza-emiter jest zdecydowanie większy od prądu dziurowego. W celu zmniejszenia drugiego składnika prądu bazy czyli prądu wywołanego rekombinacją, zmniejsza się obszar bazy. W efekcie prąd bazy IB ma wartość bardzo małą w porównaniu z prądem kolektora IC.
   W rezultacie można powiedzieć, że mały prąd wejściowy bazy IB steruje znacznie większym prądem wyjściowym kolektora IC, a więc następuje efekt wzmocnienia.
   Aby znaleźć zależność między IB oraz IC należy przeprowadzić kilka wyliczeń. Z rys. 4.1.4 wynika, że

IC+IB=IE

co w połączeniu ze wzorem na współczynnik a (z tego wzoru wyliczyć należy IE i podstawić do wzoru umieszczonego wyżej, a dalej to tylko przekształcenia) daje następujący wynik

rys. 4.1.4
bipolarny
rys. 4.1.5
wzór

Wcześniej użyłem już pojęcia wzmocnienia prądowego beta, teraz należałoby go bliżej zdefiniować

wzór

następnie można napisać

IC=(1+b)·IC0+b·IB

Prąd IC0 jest znacznie mniejszy od prądu IB i wobec tego współczynnik wzmocnienia dla prądu stałego wynosi

wzór

Dobrze zapamiętaj ten wzór bo jest on bardzo przydatny. Często spotkasz się w literaturze z określeniami wzmocnienia stałoprądowego hFE i małosygnałowego hfe. Oba te współczynniki zwykle są nie rozróżniane i określane są tą samą nazwą b (beta) i nie jest to poważny błąd gdyż są one praktycznie równe (za wyjątkiem zakresu dużych częstotliwości), a oprócz tego rozrzut wartości b dla danego tranzystora jest tak duży, że różnica ta jest bez praktycznego znaczenia.
pusty pusty pusty
charakterystyka Charakterystyki tranzystora przedstawione na rysunkach 4.1.6, 4.1.7, 4.1.8, 4.1.9 i 4.1.10 najlepiej nadają się do opisu i analizy jego działania.
   Na rys.4.1.7 pokazana jest charakterystyka wyjściowa tranzystora, która przedstawia zależność prądu kolektora IC od napięcia kolektor-emiter UCE przy doprowadzonym napięciu wejściowym baza-emiter UBE. Z charakterystyki tej można stwierdzić, że:
  • powyżej pewnego napięcia prąd kolektora prawie nie zależy od napięcia UCE,
  • do wywołania dużej zmiany prądu kolektora DIC wystarczy mała zmiana napięcia baza-emiter DUBE.
Punkt, w którym następuje zagięcie charakterystyki wyjściowej nazywany jest napięciem nasycenia kolektor-emiter UCEsat.
   Zależność prądu kolektora od napięcia wejściowego jest lepiej widoczna na charakterystyce przejściowej pokazanej na rys. 4.1.6. Prąd kolektora IC jest tu funkcją napięcia baza-emiter UBE. Charakterystyka ta, tak jak i charakterystyka diody ma charakter wykładniczy. Jednak w odróżnieniu od równania diody dla tranzystora współczynnik korekcyjny m jest praktycznie równy jeden i wzór opisujący charakterystykę przejściową można z dobrym przybliżeniem przedstawić jako:
rys. 4.1.6                                rys 4.1.7
charakterystyka wejściowa
rys. 4.1.8                                rys 4.1.9
charakterystyka wzór
To równanie jest oczywiście prawdziwe przy założeniu, że prąd IC jest znacznie większy od prądu IC0. Zmianę prądu kolektora IC wynikającą ze zmiany napięcia baza-emiter UBE charakteryzuje parametr nazywany „konduktancją przenoszenia w przód” lub inaczej „transkonduktancją” oznaczaną symbolem gm

rys. 4.1.10 wzór

aby ją obliczyć należy zróżniczkować równanie opisujące charakterystykę przejściową i otrzyma się

wzór

Jak widać z otrzymanego wzoru transkonduktancja jest proporcjonalna do prądu kolektora i nie zależy od indywidualnych właściwości tranzystora.
   Zależność prądu kolektora IC od napięcia kolektor-emiter UCE jest charakteryzowana przez parametr nazywany „różniczkową rezystancją wyjściową” oznaczaną jako rce

wzór

Patrząc na rys. 4.1.7 można zauważyć, że nachylenie charakterystyki przy większych prądach kolektora rośnie, a więc rezystancja wyjściowa rce maleje i w przybliżeniu jest odwrotnie proporcjonalna do prądu kolektora IC, czyli

wzór

Współczynnik proporcjonalności UY nazywany jest współczynnikiem „Early'ego”. Jego wartość można wyznaczyć na drodze pomiarów rce, co pozwala na wyliczanie rezystancji wyjściowej dla różnych prądów IC. Typowe wartości UY wynoszą od 80 do 200V dla tranzystorów npn i od 40 do 150V dla tranzystorów pnp.
   Na rys. 4.1.8 przedstawiona jest charakterystyka wejściowa pokazująca zależność prądu bazy IB od napięcia baza-emiter UBE. Charakterystyka ta ma podobnie jak charakterystyka przejściowa (rys. 4.1.6) przebieg wykładniczy tyle, że w tym przypadku nie można pominąć współczynnika m gdyż nie jest on równy jedności. Charakterystykę wejściową można więc opisać równaniem

wzór

Parametrem ściśle związanym z charakterystyką wejściową jest „różniczkowa rezystancja wejściowa” rbe definiowana jako

wzór

Aby wyliczyć jej wartość należy zróżniczkować równanie opisujące charakterystykę wejściową i w efekcie otrzyma się następujący wzór

wzór

   Ze względu na to, że współczynnik korekcyjny m ma różne wartości dla różnych przypadków, na podstawie tego wzoru nie można określić wartości rbe i dlatego należy znaleźć inną jego postać w czym pomocne będą dwie charakterystyki przedstawione na rys. 4.1.9 i 4.1.10.
   Na rys. 4.1.9 przedstawiona jest zależność prądu kolektora IC od prądu bazy IB. Patrząc na rys. 4.1.9 można powiedzieć (z dobrym przybliżeniem), że prąd kolektora jest proporcjonalny do prądu bazy IC=bIB.
   Współczynnik występujący w tym wzorze nazywany jest statycznym współczynnikiem wzmocnienia prądowego b i był już opisywany wcześniej. Równanie opisujące charakterystykę wejściową zawiera współczynnik m, który nie jest równy 1, a więc wzmocnienie prądowe nie jest stałe i zależy od prądu kolektora co pokazane jest na charakterystyce z rys. 4.1.10. Można więc zdefiniować „małosygnałowy współczynnik wzmocnienia prądowego” b jako

wzór

Korzystając z tej definicji oraz ze wzoru na transkonduktancję gm można wyprowadzić wzór na rezystancję wejściową rbe w postaci, która umożliwi wyliczanie tej rezystancji.

wzór

   W zasadzie można by analizować charakterystyki jeszcze dosyć długo, ale myślę, że lepiej skorzystać z właściwej literatury.
pusty pusty pusty
SOA Parametry graniczne tranzystora
Tranzystory, tak zresztą jak inne elementy elektroniczne, mają charakterystyczne dla siebie parametry graniczne, tzn. takie których przekroczenie grozi uszkodzeniem tranzystora.
   Do takich właśnie parametrów należą:
  • UEB0max - dopuszczalne napięcie wsteczne baza-emiter
  • UCB0max - dopuszczalne napięcie wsteczne kolektor-baza
  • UCE0max - maksymalne dopuszczalne napięcie kolektor-emiter
  • ICmax - maksymalny prąd kolektora
  • IBmax - maksymalny prąd bazy
  • Pstrmax - maksymalna dopuszczalna moc strat
Parametry takie jak ICmax, UCE0max, Pstrmax wyznaczają dopuszczalny obszar pracy, który nosi również nazwę "dozwolonego obszaru pracy aktywnej" w skrócie SOA (skrót od ang. "safe operating area" - jest często stosowany). Na rysunku 4.1.11 przedstawiającym charakterystyki wyjściowe tranzystora pokazany jest przykład, dozwolonego obszaru pracy tranzystora.
rys. 4.1.11
pusty pusty pusty
Typowe parametry tranzystorów
Tranzystory oprócz parametrów granicznych posiadają również kilka innych parametrów, które są podawane przez producentów na kartach katalogowych.
   W poniższej tabelce podane są parametry dla tranzystora małej mocy i dla tranzystora mocy.

Typ BC237B BD249A
Typ przewodnictwa npn npn
Parametry graniczne
Napięcie kolektor-emiter                UCE0max
Prąd kolektora                                ICmax
Napięcie baza-emiter                     UEB0max
Prąd bazy                                       IBmax
Moc strat                                        Pstrmax
 
45V
100mA
6V
50mA
300mW
 
60V
25A
5V
5A
125W
Parametry
Prąd zerowy kolektora                   ICE0
Pojemność kolektor-baza               Cjc
Pojemność emiter-baza                  Cje

Parametry przy IC
Napięcie baza-emiter                     UBE
Napięcie nasycenia                        UCEsat
Wsp. wzmocnienia prądowego       b
 
0,2nA
3pF
8pF

 1mA
0,6V
60mV
ok. 150
 
0,5mA
500pF
 

 1A
0,8V
200mV
ok. 100
pusty pusty pusty
układ Prosta obciążenia
Przy wyjaśnianiu, projektowaniu i obliczaniu układów tranzystorowych często korzysta się z wielu przybliżeń i uproszczeń, bez których czynności te byłyby bardzo utrudnione (zupełnie niepotrzebnie).
   Aby zrozumieć sens tych uproszczeń dobrze jest poznać tzw. "prostą obciążenia" wrysowaną w charakterystyki wyjściowe tranzystora. Oprócz tego prosta obciążenia doskonale ilustruje tzw. "punkt pracy" tranzystora i pomoże zrozumieć w jaki sposób należy dobierać wartości napięć i prądów określających ten punkt.
   Do wyznaczenia prostej obciążenia wystarczy znajomość II-go prawa Kirchhoffa i podstawowa wiedza z matematyki (co to jest funkcja liniowa).
   Na rysunku 4.1.12 przedstawiony jest układ złożony z tranzystora npn, do którego szeregowo dołączony jest rezystor RC. Całość jest zasilana napięciem UCC. Korzystając z II-go prawa Kirchhoffa można napisać

UCC=URc+ UCE

Przypominając sobie zależność wynikającą z Prawa Ohma, powyższe równanie można zapisać następująco

UCC=IC· RC+ UCE

z tego równania po kilku prostych przekształceniach matematycznych otrzymuje się równanie pokazujące zależność między prądem kolektora IC, a napięciem kolektor-emiter UCE

wzór

co odpowiada matematycznemu zapisowi funkcji liniowej typu

y=-ax+b

   Tak wyznaczoną prostą obciążenia (obciążeniem dla tranzystora jest tutaj rezystor RC) można wrysować w charakterystyki wyjściowe tranzystora, co jest przedstawione na rysunku 4.1.13. Aby taką prostą narysować wystarczy równanie tej prostej rozwiązać dla dwóch granicznych warunków, a więc dla IC=0 i UCE=0.

Dla IC=0 mamy
0=-UCE/RC+UCC/RC
czyli
UCE=UCC
co daje punkt A.

Dla UCE=0 mamy
IC=UCC/RC
co daje punkt B.

   Punkty A i B połączone ze sobą dają prostą obciążenia. Prosta ta przecina się z charakterystykami wyjściowymi tranzystora (w tym przypadku tranzystor pracuje w układzie współnego emitera WE), a punkt przecięcia P wyznacza punkt pracy tranzystora czyli prąd kolektora IC oraz napięcie UCE dla określonego prądu bazy IB. W związku z tym, że tranzystor jest elementem sterowanym prądem bazy, to jak widać na rysunku 4.1.13 punkt pracy P może poruszać się po prostej obciążenia od punktu A' do B' w zależności od wartości prądu bazy IB. Punkty A i B nie są osiągalne, gdyż rozpatrując punkt A - dla IB=0 płynie jednak bardzo mały prąd (zerowy) kolektora ICE0 i napięcie UCE różni się od UCC o bardzo małą wartość ICE0· RC (tranzystor nie stanowi idealnej przerwy), z kolei dla punktu B czyli dla dużych prądów bazy tranzystor jest w stanie nasycenia ale nie stanowi idealnego zwarcia i pozostaje tzw. napięcie nasycenia UCEs.
   Przy projektowaniu układów tranzystorowych należy tak dobierać stałoprądowy punkt pracy P tranzystora aby zmiany wynikające ze zmian sygnału sterującego IB nie powodowały zniekształceń sygnału wyjściowego (napięcie na kolektorze). Jeżeli punkt pracy będzie zbyt blisko punktu B to przy np. sygnale sinusoidalnym mogą być obcinane górne połówki sinusoidy, z kolei jeśli punkt P przesunąć w stronę A to dla tego samego sygnału mogą być obcinane dolne (ujemne) połówki sinusoidy. Przy rozwiązywaniu zadań projektowych dotyczących doboru punktu pracy tranzystora proponuję abyś próbował przedstawić sobie ten punkt w postaci graficznej przy pomocy prostej obciążenia i wyjściowych charakterystyk tranzystora.
   Co do niezbędnych uproszczeń jakie należy zrobić dla ułatwienia projektowania (obliczeń) to warto przyjrzeć się prostym obciążenia na rysunku 4.1.13 narysowanymi kolorami czerwonym i niebieskim. Prosta czerwona jest dla zmienionego obciążenia na wartość 2RC, a prosta niebieska dla nieco zwiększonego zasilania UCC. Patrząc na rys. 4.1.13 widać, że dla pierwszego przypadku punkt B' mocno się obniża punkt P2 przesunął się w zakres nasycenia, w drugim przypadku prosta przesuwa się równolegle w prawo powodując, że punkt P1 przesuwa się bliżej napięcia zasilającego. W obu przypadkach widać, że prąd IC, prąd ICE0, napięcie UCEs zależą w małym stopniu od napięcia zasilającego UCC i rezystancji RC (wynika to z faktu, że charakterystyki wyjściowe są lekko nachylone). Zależność ta w wystarczającym stopniu skomplikowałaby obliczenia i w związku z tym, że nie jest ona aż tak znacząca można przyjąć, że:
  • prąd kolektora dla stanu aktywnego jest opisywany równaniem IC=b · IB+ ICE0 co oznacza, że IC nie zależy od UCE, a tym samym oznacza, że charakterystyki wyjściowe są dla kolejnych wartości prądów IB liniami prostymi biegnącymi poziomo, co jest zilustrowane na rys. 4.1.14
  • Wzmocnienie prądowe b ma wartość stałą niezależną od punktu pracy
  • napięcie baza-emiter UBE nie zależy od prądu bazy IB
  • napięcie nasycenia UCEs nie zależy od prądu kolektora IC ani od prądu bazy IB
  • granicą między stanem aktywnym, a stanem nasycenia tranzystora jest stan gdy napięcie kolektor-baza UCB=0 czyli UCE=UBE
   Przy tych wszystkich uproszczeniach charakterystyki wyjściowe tranzystora wyglądają jak na rys. 4.1.14. Widać wyraźnie, że zmiana punktu pracy spowodowana zmianą RC lub UCC nie powoduje zmian prądu IC. Aby sprawdzić te wszystkie rozważania proponuję zaglądnąć do zadań i przykładów i rozwiązać kilka z nich lub przeanalizować sposób rozwiązania zadania 4.1.1.
rys. 4.1.12
Prosta obciążenia
rys. 4.1.13
Prosta obciążenia

rys. 4.1.14
pusty pusty pusty
Układy polaryzacji tranzystorów
O takich układach mówi się również: układy zasilania tranzystorów czy też układy ustalania punktów pracy. Układy te mają za zadanie nie tylko zasilać tranzystor ale również ustalać jego stałoprądowy punkt pracy, czyli stałe napięcie kolektor-emiter UCE i stały prąd kolektora IC.
   Punkt pracy musi być dobrany w sposób optymalny do funkcji jaką spełnia układ, w którym pracuje tranzystor.
   Abyś zdał sobie sprawę jak różne są wymagania co do punktów pracy poniżej przedstawiona jest tabelka ukazująca typowe punkty pracy tranzystorów w różnych zastosowaniach. Oczywiście podane wartości należy traktować jako orientacyjne. W nawiasach podane są maksymalne wartości chwilowe.

Zastosowanie IC (icm) UCE (ucem)
Stopnie wejściowe wzmacniaczy m.cz. o małym poziomie szumów 20-200 µA 1-5 V
Stopnie pośrednie wzmacniaczy małych sygnałów (m.cz. i w.cz.) 0,2-2 mA 3-10 V
Stopnie wejściowe wzmacniaczy operacyjnych 1-10 µA 0,7-5 V
Wzmacniacze szerokopasmowe
(B od 100 MHz do 1 GHz)
5-50 mA 5-10 V
Wzmacniacze akustyczne średniej mocy (0,1-1 A) (5-12) V
Wzmacniacze akustyczne dużej mocy (2-10 A) (20-100 V)
Stopień odchylania poziomego TV (3-6 A) (800-1100V)
Nadajniki w zakresie KF i UKF (5-30 A) (30-60 V)

   Przedstawię teraz kilka często spotykanych układów polaryzacji tranzystora. Każdy z tych układów będzie poparty przykładem obliczeniowym, który pomoże (mam nadzieję) w samodzielnym obliczaniu elementów składowych podobnych układów.
   Do najczęściej spotykanych układów ustalających punkt pracy tranzystora należą:

- układ z potencjometrycznym zasilaniem bazy,
- układ z wymuszonym prądem bazy,
- układ ze sprzężeniem kolektorowym,
- układ z potencjometrycznym zasilaniem bazy i sprzężeniem
  emiterowym
.
pusty pusty pusty
Układ z potencjometrycznym zasilaniem bazy Układ z potencjometrycznym zasilaniem bazy
Aby tranzystor przewodził to złącze baza-emiter musi być spolaryzowane w kierunku przewodzenia, a napięcie baza-emiter UBE musi mieć odpowiednią wartość (przyjmuje się najczęściej ok. 0,6V do 0,7V).
   Najprostszym sposobem polaryzacji bazy, jaki można by zastosować jest ustalenie napięcia UBE przy pomocy dzielnika napięciowego R1 i R2 tak jak to jest pokazane na rys.4.1.15. Muszę od razu jednak zaznaczyć, że jest to chyba najgorszy sposób rozwiązania układu polaryzacji tranzystora, a dlaczego to się za chwilę okaże.
   Stosując II-gie prawo Kirchhoffa, Prawo Ohma oraz korzystając ze wzoru na dzielnik napięcia można przedstawiony układ opisać następującymi równaniami:

UCC=URC+ UCE=IC· RC+ UCE

UBE=UCC · (R2/(R1 + R2))

Pierwsze z tych równań wyznacza prostą obciążenia, która wyznacza punkt pracy (IC oraz UCE), drugie może posłużyć do wyliczenia wartości R1 i R2.
   Dla założonego punktu pracy czyli prądu IC oraz napięcia UCE z charakterystyk tranzystora (chatrakterystyki są zwykle podawane w kartach katalogowych) można określić prąd bazy IB i napięcie baza-emiter UBE, co jest pokazane na rys. 4.1.16, a następnie można wyliczyć rezystancje R1 oraz R2.
   Ustalenie wartości UBEP jest krytycznym momentem dla tego układu gdyż stroma charakterystyka przejściowa (patrz punkt "Charakterystyki tranzystora") powoduje, że bardzo małe zmiany DUBE powodują duże zmiany prądu kolektora IC, a co za tym idzie zmiany UCE.
   Z powodu dużych rozrzutów produkcyjnych tranzystory tego samego typu mają dla określonego prądu IC inne napięcie UBE dlatego należałoby w zasadzie dla każdego tranzystora dobierać indywidualnie dzielnik R1, R2 lub zastosować w miejsce R2 potencjometr (pracujący jako zmienny rezystor). Jest to więc pierwszy z powodów dla których nie należy stosować takiego układu polaryzacji tranzystora.
   Układ ten jest szczególnie niekorzystny ze względu na dryft temperaturowy napięcia UBE (zmiana UBE pod wpływem zmian temperatury T), co jest drugim z powodów, dla którego nie należy go stosować. Dla określonego prądu IC napięcie UBE zmienia się o około DUBE/DT=2 mV/°C. Zmianę tego napięcia można przedstawić jako źródło napięcia DUBE połączone szeregowo z źródłem sygnału wejściowego i w związku z tym podlega ono takiemu samemu wzmocnieniu jak sygnał wejściowy. Jeżeli wzmocnienie napięciowe układu byłoby ku=-100 V/V to zmiana napięcia DUCE pod wpływem zmian temperatury DT wynosiłaby

DUCE/DT=ku· (DUBE/DT)=-100 · 2 mV/°C=-200 mV/°C

co przy zmianie temperatury o np. 20°C dałoby zmianę punktu pracy DUCE=-4V co w zasadzie czyniłoby układ bezużytecznym.
   Jeszcze jednym ważnym powodem, dla którego nie polecam tego sposobu polaryzacji tranzystora jest to, że punkt pracy zależy od wartości parametru b. Rozrzut wartości tego współczynnika jest dla tego samego typu tranzystora bardzo duży np. mieści się w przedziale od 100 do 300 co może spowodować dużą zmianę punktu pracy. Przy zakładanym punkcie pracy np. IC=1 mA i UCE=5 V zmiana b ze 100 na 200 podwoiłaby prąd IC co przy zasilaniu UCC=10 V i RC=5kW dałoby spadek napięcia na rezystorze RC równy 10V, czyli tranzystor wszedłby w stan nasycenia, co jest w przypadku wzmacniacza niedopuszczalne.
rys. 4.1.15
Prosta obciążenia
rys. 4.1.16
pusty pusty pusty
Układ z wymuszonym prądem bazy Układ z wymuszonym prądem bazy
Układ przedstawiony na rys. 4.1.17 jest układem polaryzacji tranzystorów bipolarnych, który eliminuje wpływ zmian napięcia UBE na punkt pracy. Dzieje się tak dzięki ustaleniu punktu pracy stałym prądem bazy. Aby wymusić stały prąd bazy łączy się ją poprzez rezystor RB z napięciem zasilającym UCC. Jednak i ten układ nie jest przykładem godnym naśladowania, ponieważ punkt pracy mocno zależny od parametru b, a jak wiadomo rozrzut tego parametru jest bardzo duży dla tego samego typu tranzystorów.
   Aby tranzystor był w stanie aktywnym należy ustalić jego punkt pracy czyli IC oraz UCE. Stosując II-gie prawo Kirchhoffa oraz Prawo Ohma można przedstawiony układ opisać następującymi równaniami:

UCC=URC+ UCE=IC· RC+ UCE

UCC=URB+ UBE=IB· RB+ UBE

Powyższe równania można przedstawić w sposób graficzny, jak na rys. 4.1.18. Są to znane już z poprzedniego punktu ("Prosta obciążenia") proste obciążenia - nie będę więc powtarzał sposobu ich wyznaczania.
   Dla założonego punktu pracy czyli prądu IC oraz napięcia UCE z charakterystyk tranzystora można określić prąd bazy IB i napięcie baza-emiter UBE, a następnie wyliczyć rezystancje RB oraz RC.
   Przekształcając matematycznie równania opisujące układ z rys. 4.1.17 otrzymuje się następujące zależności, które pozwolą na wykazanie, że układ z wymuszonym prądem bazy jest faktycznie w małym stopniu podatny na zmiany punktu pracy pod wpływem zmian napięcia UBE.

RB=(UCC- UBE)/IB

RC=(UCC- UCE)/IC

IB=(UCC- UBE)/RB

Oczywiście zależności te pozwolą również obliczyć wartości RB i RC.
   Jeżeli napięcie UBE zmieni się o wartość DUBE to prąd bazy musi się zmienić o wartość

DIB=DUBE/RB

Korzystając z wcześniej otrzymanych zależności można wyliczyć względną zmianę prądu bazy czyli DIB/IB

DIB/IB=DUBE/(UCC- UBE)

Zmiany napięcia baza-emiter DUBE są zdecydowanie mniejsze od wartości napięcia zasilającego UCC, a więc patrząc na powyższy wzór można powiedzieć, że zmiany prądu bazy pod wpływem zmian napięcia baza-emiter UBE są również nieznaczne. Najlepiej jednak zobrazować to przykładem liczbowym. Załóżmy, że UCC=10 V, UBE=600 mV oraz
DUBE=50 mV, co odpowiadałoby wzrostowi temperatury o ok. 25°C. Korzystając ze wzoru na względną zmianę prądu bazy można wyliczyć, że zmiana ta wyniesie DIB/IB=0,005, co stanowi 0,5% czyli faktycznie bardzo mało.
   Jeżeli teraz (pomijając prąd zerowy kolektora IC0) przypomnisz sobie zależność prądu kolektora od prądu bazy

IC=b · IB

to łatwo dojdziesz do wniosku, że względna zmiana prądu kolektora DIC/IC wywołana przez przez zmianę prądu bazy, która to z kolei była wywołana zmianą napięcia baza-emiter jest tak samo mała jak względna zmiana prądu bazy DIB/IB. Widać więc, że dla układu polaryzacji z wymuszonym prądem bazy punkt pracy tranzystora praktycznie nie zależy od zmian napięcia baza-emiter. Pozostaje jednak jeszcze silna zależność punktu pracy od współczynnika b, który nie tylko ma duży rozrzut ale również dosyć mocno zależy od temperatury, zmienia się bowiem nawet o 1%/°C.
   Proponuję przyglądnąć się przykładowi 4.1.2, który oprócz sposobu obliczania elementów układu z rys. 4.1.17 pokaże zależność punktu pracy tranzystora od współczynnika b i napięcia UBE oraz od rozrzutu ich wartości.
rys. 4.1.17
Prosta obciążenia
rys. 4.1.18
pusty pusty pusty
Układ ze sprzężeniem kolektorowym Układ ze sprzężeniem kolektorowym
Układ przedstawiony na rys. 4.1.19 jest zmodyfikowanym układem z wymuszonym pradem bazy. Modyfikacja polega na tym, że rezystor RB jest podłączony do kolektora, a nie do zasilania UCC.
   Układ ten charakteryzuje się lepszą stałością punktu pracy niż dwa wcześniej zaprezentowane. Charakterystycznym jest również dla niego to, że nie dopuszcza do tego aby ranzystor wszedł w stan nasycenia nawet przy bardzo dużej wartości b. Dzieje się tak dzięki zastosowaniu ujemnego sprzężenia zwrotnego, realizowanego przez włączenie rezystora RB między kolektor i bazę - stąd też jego nazwa "układ ze sprzężeniem kolektorowym".
   Podobnie jak dla poprzednich układów stosując II-gie prawo Kirchhoffa, Prawo Ohma oraz tym razem również I prawo Kirchhoffa można przedstawiony układ opisać następującymi równaniami

IRC=IC+ IB

UCC=URC+ UCE

UCC=IRC· RC+ UCE=(IC+ IB) · RC+ UCE

UCE=URB+ UBE=IB· RB+ UBE

Korzystając z tych równań oraz pamiętając o zależności IC=b · IB (przy pominięciu IC0) i stosując kilka przekształceń i uproszczeń można wyprowadzić wzór na prąd kolektora IC płynący w tym układzie.

IC=(UCC- UBE)/(RC + RB/b)

   Z otrzymanego wzoru widać, że zależność prądu kolektora od zmian napięcia UBE jest podobna jak dla układu z wymuszonym prądem bazy, natomiast wpływ b na prąd kolektora IC jest znacznie mniejszy niż w poprzednich układach, gdyż IC nie jest dla tego układu proporcjonalny do IB. Jednak najbardziej istotną zaletą tego układu jest to, że nie dopuszcza do tego aby tranzystor wszedł w stan nasycenia nawet przy bardzo dużej wartości b. Można to wytłumaczyć w sposób bardziej obrazowy niż suche wzory matematyczne. Jeżeli zastosujemy w układzie tranzystor o współczynniku b większym niż przewidywany to prąd kolektora IC "będzie chciał" wzrosnąć (gdyż IC=b·IB), co spowoduje wzrost spadku napięcia na RC, a to z kolei pociągnie za sobą zmniejszenie napięcia na kolektorze UCE, co da zmniejszenie prądu bazy czyli zmniejszenie prądu kolektora. Jak widać układ sam "przeciwdziała" wzrostowi prądu kolektora i wejściu tranzystora w stan nasycenia. Tak właśnie działa ujemne sprzężenie zwrotne zastosowane w tym układzie.
   Proponuję przyglądnąć się przykładowi 4.1.3, który oprócz sposobu obliczania elementów układu z rys. 4.1.19 pokaże zależność punktu pracy tranzystora od współczynnika b i napięcia UBE oraz od rozrzutu ich wartości.
   Przyglądając się wynikom przykładów 4.1.2 i 4.1.3 widać, że układ polaryzacji ze sprzężeniem kolektorowym jest zdecydowanie mniej wrażliwy na zmiany b i UBE niż układ z wymuszonym prądem bazy.
rys. 4.1.19
pusty pusty pusty
Układ potencjometryczny ze sprzężeniem emiterowym Układ z potencjometrycznym zasilaniem bazy i sprzężeniem emiterowym.
Układ przedstawiony na rys. 4.1.20 jest następnym przykładem układu polaryzacji tranzystora. Jest on często stosowany we wzmacniaczach zbudowanych z elementów dyskretnych (czyli z pojedynczych elementów, a nie z układów scalonych).
   Aby przeanalizować ten układ najlepiej jest posłużyć się jego układem zastępczym pokazanym na rys. 4.1.21. Układ ten zamiast dzielnika R1 i R2 zasilanego z UCC posiada theveninowski układ zastępczy, który złożony jest z rezystora RB i źródła napięcia UB.
   Korzystając z twierdzenia Thevenina oraz z informacji zawartych w dziale "Elementy RLC", a dotyczących dzielnika napięciowego można powiedzieć, że elementy zastępczego obwód zasilania bazy czyli RB i UB przyjmują wartości opisane wzorami

UB=UCC· [R2/(R1 + R2)]

RB=(R1 · R2)/(R1+ R2)

   Podobnie jak dla poprzednich układów stosując II-gie prawo Kirchhoffa, Prawo Ohma można przedstawiony na rys. 4.1.21 układ zastępczy opisać następującymi równaniami

UB=URB+ UBE+ URE

UB=IB· RB+ UBE+ IE· RE

UCC=URC+ UCE+ URE

UCC=IC· RC+ UCE+ IE· RE

Przypominając sobie równania

IE=IB+ IC

IC=b·IB+ (1 + b)·IC0

oraz korzystając z równań opisujących układ z rys. 4.1.21 można łatwo wyprowadzić wzór na prąd kolektora IC

IC=(UB- UBE)/(RE + RB/b)

Jak łatwo zauważyć to otrzymany wzór jest bardzo podobny do wzoru na prąd kolektora dla układu ze sprzężeniem kolektorowym. Podobieństwo to wynika z zastosowania tego samego mechanizmu ujemnego sprzężenia zwrotnego, z tym że w tym przypadku jest to sprzężenie emiterowe. Dlaczego więc stosować układ, który zawiera oprócz tranzystora cztery rezystory, a nie dwa jak dla układu ze sprzężeniem kolektorowym? Otóż w omawianych wcześniej układach wartości rezystorów wynikały z wybranego punktu pracy czyli były określane przez napięcie UCE i prąd IC. W tym układzie użycie czterech rezystorów pozwala na wybór dwóch z nich RE i RC (oczywiście w pewnych granicach), co umożliwia optymalizację niektórych właściwości układu, jak stałość punktu pracy czy też wzmocnienie. Patrząc na powyższy wzór widać, że korzystnym jest stosowanie dużych wartości RE i małych RB, ponieważ w takim przypadku napięcie UB musi być większe i wpływ UBE maleje, jak również wartość prądu kolektora przestaje być zależna od b gdyż RB/b jest znacznie mniejsze od RE. Jednak stosowanie tych zaleceń we wzmacniaczach powoduje zmniejszenie wzmocnienia (dlaczego tak jest - to przy okazji omawiania układu wzmacniacza sygnałów zmiennych) i dlatego przy wyborze wartości rezystorów trzeba wybrać kompromis.
   Jak obliczyć dla tego układu drugą wartość określającą punkt pracy czyli napięcie UCE? Trzeba wrócić do równania opisującego obwód kolektora czyli

UCC=IC· RC+ UCE+ IE· RE

i wyliczyć to napięcie korzystając z zależności IE=IB+ IC oraz IC=b·IB

UCE=UCC- IC·(RC+ RE)

Do otrzymanego wzoru można podstawić w miejsce IC wcześniej wyliczoną zależność, lub też znając wartość prądu kolektora i napięcia UCE (jako wartości opisujące wybrany punkt pracy) można otrzymany wzór wykorzystać do obliczenia sumy RC+ RE.
   Proponuję przyglądnąć się przykładowi 4.1.4, który oprócz sposobu obliczania elementów układu z rys. 4.1.20 pokaże zależność punktu pracy tranzystora od współczynnika b i napięcia UBE oraz od rozrzutu ich wartości, podobnie jak to miało miejsce dla poprzednich układów.
   Przyglądając się wynikom przykładów 4.1.2, 4.1.3 i 4.1.4 widać, że potencjometryczny układ polaryzacji ze sprzężeniem emiterowym jest zdecydowanie mniej wrażliwy na zmiany b i UBE pod warunkiem, że wartość rezystora RE nie będzie zbyt mała.
rys. 4.1.20
Układ zastępczy
rys. 4.1.21

To nie wszystko - już wkrótce dalszy ciąg informacji o tranzystorach...

Literatura:

"Sztuka elektroniki" - P.Horowitz i W.Hill
"Układy półprzewodnikowe" - U.Tietze i Ch.Schenk
"Układy elektroniczne" - S.Seely
"Elektronika w zadaniach" - W.Ciążyński
"Układy elektroniczne cz.I - Układy analogowe liniowe" - Z.Nosal, J.Baranowski
pusty
do góry
WsteczMenuDalej
pusty

UWAGA: Wszystkie umieszczone schematy, informacje i przykłady mają służyć tylko do własnych celów edukacyjnych i nie należy ich wykorzystywać do żadnych konkretnych zastosowań bez przeprowadzenia własnych prób i doświadczeń, gdyż nie udzielam żadnych gwarancji, że podane informacje są całkowicie wolne od błędów i nie biorę odpowiedzialności za ewentualne szkody wynikające z zastosowania podanych informacji, schematów i przykładów.


Wszystkie nazwy handlowe, nazwy produktów oraz znaki towarowe umieszczone na tej stronie są zastrzeżone dla ich właścicieli.
Używanie ich tutaj nie powinno być uważane za naruszenie praw właściciela, jest tylko potwierdzeniem ich dobrej jakości.

All trademarks mentioned herein belong to their respective owners.
They aren't intended to infringe on ownership but only to confirm a good quality.


Strona wygląda równie dobrze w rozdzielczości 1024x768, jak i 800x600.
Optymalizowana była pod IE dlatego polecam przeglądanie jej w IE5.5 lub nowszych przy rozdzielczości 1024x768.


© Copyright 2001-2005   Elektronika analogowa
pusty
pusty pusty pusty